MOS管选型与应用杂记
首先，MOS管电路设计主要是基于几对矛盾的选择：高低电压、大小电流和高低开关阈值。
一般在MOSFET的规格书标注Vgss很简洁清晰，如：±20V或±30V，即可以在此范围内使用；
Vgss是没有浪涌的概念的，通过的电流是nA量级，只要Vgs到了某个值（一般会比标示高一定数值，各厂家标准不同），即击穿；
一般MOSFET从Vgs到达阀值（例如2.5V）开启，到10V左右饱和导通，到15V再向上Rdson的减少已经走缓。在电路设计上，已没太大必要利用此区域；
对于功率MOS器件，Vdss和Rdson是最大的一对矛盾，见下图关于Vdss在20-100V范围的器件的Rdson的表象关系。
可以看到，起码从50-100V段，与Rdson是呈现线性增大的关系；其实从100-700V段，也是如此。可以想象的是，若在保证同样Vdss的前提下要求Rdson的降低，可看作同样单位的晶胞数量的增加，意味着单位芯片的面积增加，也即意味着单位成本的增加，也即价格上升。而这个关系，起码在100V-700V的耐压段的器件中，大致是线性增加的关系。当然，这是在同等工艺前提下的比较。
此外，Qg、Qgd是在设计高频应用中开关损耗的重要项目。
如图a中，为达到指定的驱动电压Vgs值（图中xV），栅极的总充电电荷量，即为Qg；Qgd相当与米勒电容Crss，也是影响开关特性的重要参数。两个参数与Vds正相关，Qg与Vds依存关系如图b。
为了驱动栅极的栅极峰值电流Ig(peak)和驱动损耗P(drive loss)可用下式计算： Ig(peak)=Qg/t
P(drive loss)=f*Qg*Vgs
在高速开关的应用中，功率MOS的Rdson*Qg的积越小，代表器件性能越好。
在功率MOSFET的D、S极间有个寄生二极管。此二极管的额定电流值Idr和正向D极电流额定值Id相同。此二极管的特性是：当栅极驱动电压为“零”压降时，此二极管与平常的二极管的正向压降特性相同；当栅极驱动电压为正压降时，此二极管能得到一个即使和肖特基二极管相比还要低的正向压降，如图。此正向压降大小由此时的Rdson决定，Vsd=Id*Rdson。
利用这个反向特性的特点，可积极应用于如下用途：防止电池反接的负载开关、替代电机驱动电路的外接二极管、开关电源的二次侧同步整流电路。
在充分发挥MOSFET寄生二极管的反向特性的电机驱动或开关电源同步整流的应用中，要求此反响恢复时间trr为高速。在这些应用中，由于当电路运行在trr期间时上桥臂/下桥臂短路，导致产生过大的接通损耗。因此，通常在这些应用的控制电路中，需要设计有在切换上/下器件开关的同时是栅极驱动信号断开的Dead Time（比trr长的时间）。
同时，恢复时（上图的tb时段）的di/dt曲线越陡，越容易产生噪音。因此要求软恢复特性。另外应留意，trr会随着温度的上升会增大。
在同样的工艺下，不同耐压Vdss的器件trr有很大不同。Vdss为60V以下的低耐压时，trr为40~60 ns，速度较高；Vdss为100V级别时，trr为100 ns左右；Vdss在250V~500V的高耐压时，trr的值到了300~600 ns，较慢。因此，为这方面应用的高耐压器件，会有一些相应的工艺设计改动，开发在BV250V以上时trr在100 ns左右的高速产品。
下图为某一30V的功率MOSFET的瞬间热阻θch-c(t)与脉宽PW的关系特性。此特性是为了计算器件在运行状态时的沟道温度。PW代表单触发脉冲(1 shot single pluse)或连续工作脉冲的脉宽时长。
例如一个稳定运行情况，工作频率f=200Hz、占空比0.2、功耗Pd=50W，如何计算MOS的沟道温度呢。首先，f=200Hz即周期时长T=5ms；根据占空比0.2可得PW=1ms；然后，从上图查得瞬间热阻θch-c(t)=0.3*1.14=0.342 ℃/W；于是可得出在此工作状态下，沟道与外壳的温差ΔTch=θch-c(t)*Pd=0.342*50=17.1 ℃。
功率MOSFET的Datasheet里，一般都列明该器件的安全工作区域（Area of Safe Operation），下图为某30V的MOSFET的ASO图。
ASO限制区域分为5个区：①区，受最大额定电流Id(pulse)max限制的区域；②区，受通态电阻Rdson理论限制的区域[Id=Vds/Rdson]；③区，受沟道损耗限制的区域；④区，二次击穿区域；*此特性有点类似双极型晶体管，但通过设计改良，近年的器件在此区域已不太明显，参看下面我公司器件提供的ASO图。⑤区，受耐压Vdss限制的区域。
理解MOSFET的安全工作区域中需要了解的：
1、MOS的击穿本质是“热”击穿（或，能量击穿）。与此理解相对的是“电压击穿”、“电流击穿”。其实，若在脉宽足够窄，不足以聚集到击穿能量，MOS的耐受电压或电流是能够突破额定耐压值或额定最大电流的；或者，聚集的能量（热量）能快速地分散走，MOS的耐受电压或电流也是能够扩展的。（这也是研究封装工艺的意义所在！）
2、很多MOSFET Datasheet中的Idp或Id大多是估算值。查阅Datasheet的Idp或Id，常常看得到的注述是：“Pulse width limited by safe operating area.”（脉宽限于安全区域）或“Current limited by package”（受限于封装）。
功率MOSFET一般应用在开关场合，因此正常的设计MOS是运行在②区。在实际的电路设计上也应注意控制时序的问题。例如某个实际应用中，截止电路的工作电压和栅极驱动电压如果若图中实线所示，也即中断电源电压Vdd的下降时间长于栅极驱动电压Vgs的下降时间时，MOS在t1时间段非充分驱动，有可能会进入到ASO限制区域中的④区和⑤区，有必要确认MOS是否安全。
为了避免这样的工作区域，如虚线所示，可通过控制时序，使Vgs的下降时间长于Vdd的下降时间，有效避免这样的安全隐患。
N沟道的功率MOSFET的芯片照片和结构如下图所示。
如图中所示，功率MOSFET是有内部并联多个单元（晶胞）而成。如晶胞放大图所示，电流从漏极流向源极（P沟道的器件与此相反）。
N沟道MOSFET的截面结构如下图所示。（下图为内置了栅极保护二极管的器件）。
一般平面结构的MOSFET的晶胞截面结构和等效电路如下图。从等效电路可见，并联在漏极与源极间有寄生双极晶体管，此晶体管在过度区间工作，因此为了不影响MOSFET的破坏耐量必须设法减少Rb。
一般沟槽结构的晶胞截面如下图。
对比高压应用和低压应用的功率MOSFET的通态电阻Rdson的构成大致比例如下表。
Rn+：源区N＋扩散区电阻；
Rch：沟道电阻；
Rj：当外加栅压时，N-外延层中的电荷在栅极下表面产生积累，在沟道和JFET 区之间形成一条电流通路，这一积累层的电阻就是Rj；
Rd：漂移区电阻，主要是外延层中的电阻；
Rsub：衬底电阻。
纵观功率MOSFET 的发展过程，它一直在向两个方向发展：
（1）高压和超高压方向。
这个方向希望器件能有较高的耐压，但仍有较低的通态电阻或通态压降。
下图是高耐压MOSFET的输出静态特性和体二极管特性示意。在一些如行场输出或UPS等应用中，可以积极使用此体二极管的特性。
在一些如逆变电源、电焊机、电镀供电、电磁路等应用中，会达到1200V、20-60A的器件要求。
由于高耐压类型的器件通常有较厚的低掺杂外延层以承受高耐压，所以外延层漂移电阻在通态电阻中占有决定性的地位（见上面比较表）。这类器件最为典型的就是超级结MOSFET，也称为CoolMOS。这方面可参考其他帖子，或另发贴叙述。
（2）低压和超低压方向。
这个方向对器件承受耐压能力要求相对不高，但是要求器件有极低的通态电阻和较高的开关速度，这是目前MOSFET 发展更为主导的方向。
下面是低耐压输出静态特性和体二极管特性的示意。低耐压MOSFET实现了低于几mΩ数量级的超低通态电阻，比整流肖特基势垒二极管（SBD）的低Vf（Vf=0.3-0.5V）器件还要小的压降。在一些如提高低电压电源效率为目的，以MOS作同步整流的应用正在扩大。
这类器件由于耐压要求不是很高，所以外延层可以做的较薄或者掺杂浓度可以较高，因此漂移区电阻所占比例减小，而沟道电阻对通态电阻产生的影响明显增大（见上面比较表）。为实现器件极低的通态电阻，要求每个MOSFET 由更多更小的原胞组成，这就要求其工艺精度必须向亚微米甚至深亚微米方向发展。此类器件最典型的应用就是在4C 产业中，即Communication，Computer，Consumer，Car（通信，电脑，消费电器，汽车）。
举个为微处理器供电的例子，说明此类应用中MOSFET的选择侧重。
现时微处理器的工作频率已经由MHz级转向GHz 级，工作电压降到1.3V 左右，工作电流高达20A。对为其供电的电源电路来说，需具更高的效率，电路上每部分的功耗都尽可能的小。如下示意图的单相同步降压型变换器为例，其典型输入电压为7.5V 到21V，输出电压约为1.3V，电路中控制和整流用的功率器件普遍采用30V 的MOSFET。
如图中所示，电路中Q1 为高侧MOSFET，也称为控制管（ControlFET），其通/ 断时间比决定降压量。由于高侧MOSFET 只是在很少的时间内导通，所以其开关损耗远大于传导损耗。这样，降低器件开关损耗比降低通态电阻更为重要。在开关过程中，MOSFET 需要承受一定的电压和传输电流，这个电压和电流的乘积决定了MOSFET 的峰值功率损耗，开关时间越短功率损耗越小，所以要求Q1 必须有较高的开关速度。因此在选择高侧MOSFET 时，应选择具有较低栅极电荷（Qg）和栅－漏电容（Cgd）的器件，这两个指标比通态电阻（Rdson）更为重要。
电路中Q2 为低侧MOSFET，也称为同步整流管（SyncFET），它在Q1 关断期间为电感续流。由于转换器要求低侧MOSFET 在大部分时间导通，所以其传导损耗远高于开关损耗。因此要求低侧MOSFET 必须拥有极低的通态电阻（Rdson），以减小导通状态下的静态功耗。
对于高侧和低侧功率MOSFET 来说，有两个参数极为重要。一个是Rdson，另一个是Qg。减小Rdson，有利于减小器件的通态功耗；降低Qg， 有利于减小器件的动态功耗。但是，现在很难对两个参数同时进行大幅度的优化，这是因为以现有的工艺，优化其中的任何一个参数必将对另一个参数带来一定不利的影响。
再讨论一下这个同步整流的BUCK电路中，MOS器件还需要改进的地方。
电路中，低端MOSFET（SyncFET）的特性，因为是大电流运行，所以必须将器件设计为低Rdson，因此相关的电容（Ciss、Crss）有偏大的倾向。并且，由于重视高速性的设计，高端MOSFET（ControlFET）为高速开关特性，因此dV/dt要变得更陡。这些都容易导致自导通的现象发生，如下图所示：
自导通，是SyncFET Q2为断开状态下接通ControlFET Q1的时序时发生的现象。由于Q2的漏/源极电压Vds从0急边为Vin，使Ciss通过Q2的Crss充电，导致刚关上的Q2又再接通。
这是由于此时的栅极/源极间产生ΔVgs=ΔVds(t)*Crss/(Ciss + Crss)的峰值电压，如MOS器件没选好或电路设计不理想，ΔVgs达到或大于Q2的Vth，就会产生这种情况。电路运行的波形如下面描述：
发生这样情况，Q1、Q2同时导通，会产生过大的损耗，导致效率恶化、器件发热、温度上升。应尽量避免自导通现象的发生。
在外围电路改善，一般有3种对策：
1、延迟ControlFET Q1的接通时间，即抑制dV/dt；
2、在SyncFET Q2栅极/源极间接电容，即减少Crss/(Ciss + Crss)，使自导通的容限提高；
3、设计布线时尽量减少Q2栅极/源极间电感。
在MOS器件方面，除了上一帖所说的Rdson与Qg的均衡考虑，进行在高频运行（>1MHz）的器件设计时，不单要减少Ciss和Crss（即减少Qg），还需要考虑Ciss与Crss的比值（尽量Crss<<Ciss）。
在某些如电池管理的应用中，对MOSFET的选择会侧重个别参数（如内阻Rdson）的要求。
近年对于锂离子/锂聚合物电池（下面统称：锂电池），因其：体积小、能量密度高、无记忆、循环寿命高、自放电率低等优点特性，在4C产业中，小如：手机、PDA、笔记本电脑、玩具、航模等，大如：电动车、电动工具等应用中正不断快速推广。也是因为其特性，必须加入管理模块保证其在充电、放电时的安全。典型的电池管理电路如下：
简单分析即可知电路的使用情况：
异常状态的保护主要两种类型：1、过充\过放状态。当检测到相应设定的过充\过放电池电压时，关闭相应的充\放端MOSFET，锁定IC。待异常状态解除后恢复正常。2、充电\放电异常大电流状态。当检测到Vss-Cs的压差超过设定的电压差（也即流经MOSFET的电流产生异常的压降）时，关闭相应的充\放端MOSFET，锁定IC。待异常状态解除后恢复正常。
而在大量的使用情况，也即正常充电\放电状态下，两个MOSFET处于导通状态。
分析过以上的电路使用情况，可知在此应用中，MOSFET的选择有如下要点：
1、主要侧重于更低的通态内阻（Rdson）；
2、开关特性基本没太高要求；
3、耐压，因类似应用一般都固定负载类型，充分考虑负载产生的反压，加上电池电压，稍高即可。
4、因类似应用一般空间有限，可能对器件的尺寸有高要求，MOSFET可考虑用尺寸更小散热更好如PDFN的封装。
再分步分析一下电机驱动中MOSFET的选择方向和注意要点。在中低压大电流的MOS器件应用中，无刷直流电机的驱动是较为典型的例子。
无刷直流电机（brushless DC motor，BLDCM）以其体积小、重量轻（意味着制造成本降低）、效率高（意味着使用成本降低）、和易控制（调速、变向）等优点，正在日常生活的电器中推广。平常直观可见的，如：电动车、助力车、航模、电动玩具等；贴近生活的家用电器，如：豆浆机、榨汁粉碎机、缝纫机、油烟机、电动工具、风扇等等，都可见到直流电极的身影。特别是近年随着欧美等国颁布了很多关于民用电器在节能、环保方面的新标准，很多家电的制造厂商逐渐将原用低效笨重的交流电机改为直流电机的方案。
在无刷直流电机的控制器，特别是后级功率输出部分中，现行较多使用的是两种方式。一种是H桥驱动，如下图：
一种是三相全桥驱动，如下图：
在上图中，一般采用两相导通星型三相六状态的控制策略，其工作过程如下：
t=0° 电流：电源+ 》 Q1 》 U 》V 》Q4 》电源-
t=60° 电流：电源+ 》 Q1 》 U 》W 》Q6 》电源-
t=120° 电流：电源+ 》 Q3 》 V 》W 》Q6 》电源-
t=180° 电流：电源+ 》 Q3 》 V 》U 》Q2 》电源-
t=240° 电流：电源+ 》 Q5 》 W 》U 》Q2 》电源-
t=300° 电流：电源+ 》 Q5 》 W 》V 》Q4 》电源-
t=360° 电流：电源+ 》 Q1 》 U 》V 》Q4 》电源-
从上可看出，只要转子在合适的位置时及时准确地对响应的功率MOS管进行换流，电机就能平稳旋转并且获得更大的转矩。
在如上面列出的电机驱动方式中，若设计不尽理想，也会发生与上面同步整流的BUCK电路类似的自导通现象（下称：桥臂短路）。下面简单分析一个配合使用P沟道MOSFET和N沟道MOSFET时的H桥电机驱动下发生的桥臂短路现象和相应的可用对策。
现所用的H桥电机驱动电路，在时序控制中，一般是这样处理：在某个周期，上P管常导通，对侧下N管进行PWM调制导通；经一定死区时间后，另一组上P管与对侧下N管进入导通周期。也即在某周期，如下图，同一桥臂中上P管为断开状态（另一上P管为导通状态），下N管为斩波状态。
在上图，如A点电压波形所示，快速地接通同侧下N管，A点Vdd快速为0，导致过度的电流对上P管Ciss、Crss进行充电，在上P管的栅/源极间产生ΔVgs=ΔVds(t)*Crss/(Ciss + Crss)的峰值电压。若此峰值电压ΔVgs超过了上P管的Vth，此桥臂的上/下侧器件会同时为导通状态，如图中所示，A点电流产生尖峰，这就是桥臂短路现象。
分析可得，这种上下器件同时导通的桥臂短路现象更容易在如下条件中发生：
1、开关运行快（尤其是下N管导通时间快），dV/dt越陡越容易发生；
2、信号源电阻Rg（栅极断开时的常数）越大越容易发生；
3、上P管的Crss/Ciss的值越大（也即ΔVgs更容易到达Vth）越容易发生；
4、电源电压Vdd越高越容易发生。
桥臂短路现象在上/下侧同为N型MOSFET的驱动电路和三相全桥驱动电路中都会发生。负面的影响：一是功率上不去；二是损耗加大、效率降低、器件发热，严重的会导致电路烧毁。应尽量避免现象发生。
上述1-4中，4的电源电压Vdd由使用用途决定，不能改变。在电路方面的对策如图右边所示：
1、在上管的栅/源极间接电容C1，使容限提高；
2、尽可能地提高下管的栅极驱动电阻，抑制dV/dt。
同时，为抑制桥臂短路现象，MOSFET的选择：
1、选低Rg器件；
2、上管Vth相应增高；
3、为抑制dV/dt，开关性能并非越快越好。
无刷直流电机正常运转时，因其为电感负载的特性，还需要重点考虑功率MOSFET的反向恢复时间（Trr）和雪崩耐受量（EAS）。
为方便描述，下面用一个上下N管的H桥驱动电路为例子，简单说明这类应用电路中对MOSFET中关于Trr、EAS等参数的考量要点。对于相同原理的三相电机驱动、类似应用的全桥或推挽驱动（如逆变前级）等，道理也是一样的，就交由大家自行推想了。
如下图，是一个上半桥载波全N管电路，即在某一轮换运行的工作时序中，某下管为长导通，对上管进行PWM调制。(半桥载波和全桥载波的优劣另文对比)。
如上图，Q1、Q4运行时序中，Q4长导通，Q1控制PWM。首先流经Q1、电机、Q4的电流Id1;断开Q1，电机的电感L有再生电流If通过Q2的体二极管（Q4为长通）;在此状态下重新接通Q1，受Q2体二极管反向恢复时间（Trr）的影响，此期间中Q1、Q2为导通状态；并且随着流入的短路电流Irr，体二极管的电压也跟着恢复，回复正常状态。
从运作状态分析，在If运行时，Q2使中心点产生一定的负压，致使Q1重新接通时有可能运行在雪崩区。这样，Q2反向恢复时间（Trr）的长短，不单影响短路电流Irr产生的电路损耗，还考验着Q1的雪崩耐受量。（此类击穿参看上面29贴）
以上几个点都是电机正常运转状态时的考虑，日常设计中，还有很多例如，电机非正常运转时：启动、堵转（电动车如刹车、超载）、卡死等状态下的PWM控制策略，无霍尔传感器时的相位定位方法，MOS并联使用的考虑等等方面的考虑，这些都会影响着MOSFET的选择，后面会一一进行描述。
当然，在电机驱动应用中MOSFET的选择，考虑得最多的是：满足耐压下的导通特性和开关特性。这在上面的讨论中也多处描述，以现有市场的技术应用水平换句话就是：在相同的其他性能下，追求更低Rdson。
下面简单讲解一下无刷直流电机中转子位置检测的方法（主要描述反电势过零检测的原理）和电机启动的策略。
通过上面的描述，我们可以知道：转子在合适的位置时及时准确地对相应的功率MOS管进行换流，电机才能平稳旋转并且获得更大的转矩。所以，获取准确的转子位置信息非常重要。一般来说，有两类方法可以获取转子位置信息。
一类是采用传感器获取转子位置，例如霍尔传感器，现行的很多电动车控制器就是用这种方法。这类方法简单易行，但传感器易受环境影响，在高温等环境下，性能会变坏，甚至失效，同时连接线较多。
另一类是利用测量得到的电流、电压、电机的基本方程、观测器和电机的反电势等获得转子位置信号。这一类中，以“反电动势过零法”较为普遍，具有线路简单、技术成熟、成本低廉等优点。当然也存在电机不转或转速很低时，反电势无法检测的缺点，这可以通过软件优化进行克服。下面是反电动势过零法系统框图：
反电动势过零法的工作原理如下图所示：在任何时刻，电机的三相绕组只有两相导通，每相绕组正反相分别导通120°电角度。通过测量三相绕组端子及中性点相对于直流母线负端（或正端）的电位，当某端点电位与中性点电位相等时，此时此刻该相绕组反电动势过零，再过30°电角度就必须对功率器件进行换相。据此可设计过零检测及移相（或定时）电路，从而得到全桥驱动6个MOSFET的开关顺序。
反电动势过零的方法现在在如航模电调、变频空调控制装置等精度要求高的地方得到了很多的应用，相信随着电机运行各种小状态的深入分析、应对策略的软件优化，这种方法会更多地替换用霍尔传感器的相位检测方法。
启动策略在无位置传感器无刷电机中相当重要。因为在静止或低速状态下反电势值为0或很小，无法用反电势法来判定转子的位置，所以在启动状态不能使用反电动势过零的方法。
启动策略分为硬件方式和软件方式两种，下面主要讲述采用软件三段式的方法。市场上也逐渐出现一些抛弃霍尔传感器的电动车控制器的方案采用硬件方式控制启动，虽然增加了额外的电路，但免去了因霍尔传感器老化失效、温度变化定位不准等困扰。
首先是转子定位，通过导通上下桥臂各一个MOSFET，通电一段时间后就完成了初始定位。然后从该位置开始，给电机加载电压，然后检测过零点，如果检测到过零点就提前切换功率管的导通状态，如果检测不到就延时一段时间，再按照前面说明的换向表依次导通各个功率管，每个状态保持的时间根据加速情况决定，逐步的缩短每个状态的保持时间，提高逆变器的输出频率，保证电机在不失步的前提下提高转子的转速。注意，在这个过程中，软件控制可以精准地控制试通时间和延迟时间，避免MOSFET过热或失效。
因为反电势过零检测法构成的控制系统是一个从开环进入到闭环的控制系统，它具有自调节、自稳定的能力，无论在过电压还是欠电压情况下切换到闭环系统，对于控制系统来说只相当于一个电压扰动，控制系统能够根据电压变化调节转速，使电机稳定运行。因此，只要外加控制加速到一定速度，能够准确的检测到反电势过零点信号，电机都能够平稳切换。这样就能够避免电机在起动初期会产生大电流，减少了对主电路的冲击，延长了功率管的寿命。
其实近年，象应用霍尔传感器的电动车控制器，随着对启动时应对策略的深入分析、对器件应用的透彻了解、对软件的不断优化，原来在启动过程功率MOS器件严重过热的情况正在不断改善。
我们再看一下正常情况下，无刷直流电机调整速度的策略是如何进行的。
电机调速控制信号的检测在外部中断程序中完成。如下面流程图所示，外部中断程序检测调速控制信号的上升沿和下降沿，根据基准时钟计算出脉冲时间，然后设置PWM信号的占空比。
电机的换相控制在程序的主流程中完成。如下面流程图所示，程序以三相六状态循环的方式进行工作。当进入某一状态的控制阶段时，程序首先根据上一次换相的时间，估算本次过零点时间，然后等待检测反电势过零点。当检测到准确的过零点时间后，程序计算出本次换相点的理论时间（30°换相时间）。随后根据设置的参数对换相时间进行修正，以发挥电机的最大工作功率。当换相时间到达时，程序切换MOSFET管的通断状态，然后进入下一个状态的控制阶段。
当电机高速运转时（高的可达60000 r/min），控制器的换相必须在很短的时间内完成。这就要求控制芯片的基准时钟足够快，并要求控制程序的算法简短、精确和高效。
高速运转的电机调速控制信号的周期通常在1100~1900 µs之间。程序使用控制芯片（例如：MEGA8）内部定时器作为检测调速信号的基准时钟。如MEGA8工作在16 MHz，定时器工作在8分频的模式下时，定时器的时间精度为0.5 µs，这样程序检测控制信号的精度就可达到 0.5%。该精度越高，设计者进行控制器对电机线性加速、发挥电机更大功率、软件保护措施（如对堵转、卡死、供电电压变化的应对策略）的设计提供越为有利的条件。
无刷直流电机在实际使用过程中（例如应用在电动车、航模等）经常需要考虑有可能发生的异常情况，如：电池电压过高或过低、电机堵转等。电池电压过高或过低可能会导致控制器无法正常工作；电机堵转可能会导致电池或电机烧毁。因此，需要在控制器的设计上充分考虑这方面的因素，预先设定相应的保护策略。
1、 在电机启动之前，程序要首先检测电池的电压。如果电池电压过高或过低，程序要发出警报信息。
2、程序通过一个定时器中断检测控制脉冲信号的输入情况。如果在一定的时间内没有信号输入，程序将关闭电机以防发生意外。
3、在每一次换相结束后，都要检测电池当前电压和电机的工作电流。当电机发生堵转时，通过电机的电流会陡然上升，程序要立即关闭电流输出以防电池或电机的损坏。
4、控制IC需要有高的抗干扰能力。
只要把异常情况的对策考虑得足够充分，现有的控制IC是有足够的时间精度去保障功率MOSFET运行在安全区域，进而保证控制器和电机的正常运作。
无刷直流电机控制器中经常会有功率MOSFET并联使用的需求，下面我们简单介绍一下功率MOSFET并联使用需要注意的地方。
并联功率MOSFET最容易引起的是栅极的寄生振荡。特别是在并联MOSFET未外加介入栅极电阻而直接连接时。高速反复导通、断开漏/源极电压Vds（尤其是断开）时，由负载的布线电感 Ld产生的震动电压Vds(p)，通过Cgd（Crss）和栅极引线Lg形成谐振电路。因为大电流高速MOSFET的栅极内部电阻 rg很小，一般在1~2Ω以内，如果没有栅极外接Rg，谐振电路的Q值（如图所列）就很大。如果谐振条件成立，就会在Cgd（Crss）之间或 Lg间（即栅极/源极之间）产生大的振动电压，引起寄生振荡。如下图所示。
特别是并联使用一般为大电流运行。如果开关断开时的过渡电流平衡变差，全部电流就只在此时序的偏差期间流入到一个MOSFET。通常此期间非常短，几ns到几十ns之间，不存在功率MOSFET的热应力问题。但理论上可认为漏/源极的振动电压Vds(p)为n倍，或大于n倍。
寄生振荡的负面影响：
1、Vgs振动电压超出BVgs而导致栅极破坏；
2、Vds(p)通过Cgd与Vgs波形重叠导致正向反馈，可能会由于误动作而引起电路的振荡破坏。
为了减低并联MOSFET的寄生振荡，电路上的设计有如下图的相关对策。
另外，在选用并联MOSFET，除了向半导体厂家详细咨询外，还应该注意：
1、 为改善断开时的过度电流平衡，尽可能选用更大Vth（特别是关断阀值）的MOSFET；
2、 为改善通态电流的平衡，尽可能选用更低 Rdson的MOSFET；
3、 外加更充分的栅极驱动电压；
4、 尽可能选用高雪崩耐受值的MOSFET。
至此，对无刷直流电机的控制器中MOSFET的选择和设计中注意要点的介绍暂告一段落。
