NR PRACH preamble码

协议决定了PRACH前置码的两个选项列表，见图1中的插图。Option 1基于在重复之间重复相同的PRACH序列（或PRACH OFDM符号），而不使用CP，使得一个PRACH OFDM符号充当下一个PRACH OFDM符号的循环前缀。

Option 2在所有OFDM符号中具有相同的序列，而Option 4具有不同的重复序列，可用于OCC（Orthogonal Cover Codes）。然而，时变信道和频率偏移将显著增加由不同OCC构造的前置码之间的干扰，即正交性损失。

图1中的Option 1没有明确的CP。相反，第一个PRACH OFDM符号“s”充当下一个PRACH OFDM符号的CP。通过这种方式，直向检测器支持长达PRACH OFDM符号长度的延迟。对于Option 1，使用PRACH前导检测器，也可以估计大于一个PRACH OFDM符号长度的延迟。

在Option 2/4中，CP的长度限制了PRACH前导的最大延迟。图2给出了Option 1和2/4的支持小区半径随子载波间距变化的图示。

图2给出了Option 1的图示，其中包括一个检测器，用于最多一个OFDM符号的延迟，以及一个检测器，用于最多两个符号的延迟。对于Option 2/4，给出了正常CP和扩展CP的图示。对于15 kHz的子载波间隔，用于正常CP和扩展CP。然后，每个CP的长度根据子载波间隔进行缩放，对于15、30、60和120 kHz的子载波间隔，正常CP分别为和。

对于15 kHz的子载波间隔，可以使用Option 1支持10到20 km的小区大小。这与Option 2/4不同，Option 2/4仅支持最大为0.7或2.5 km的小区大小，具体取决于使用的是正常还是扩展CP。

因此，与Option 1相比，Option 2/4在支持的小区大小方面效率非常低。Option 2是Option 1的一个（小区大小）有限子集。

Option 1允许在gNB内的PRACH前导检测中灵活放置接收机FFT窗口。如果PRACH前导重复使用与数据或控制相同的子载波间隔，那么相同的接收机FFT可用于PRACH前导、数据和控制，见图3。在PRACH前置码、数据和控制之间不需要频率保护。然而，在使用Option 1传输的PRACH前置码中，gNB可以交替地将FFT窗口背靠背放置，如图4所示。对于Option 2/4，PRACH前导FFT窗口的这种放置是不可能的。在这里，相同的FFT不能用于数据和控制，但可以向PRACH前导检测器中积累稍多的能量。

如果gNB使用波束扫描这些波束之间的一些瞬态，那么gNB可以在一定程度上延迟这些波束之间的FFT窗口。在图5中，PRACH FFT窗口在每个波束内背靠背放置，波束之间有延迟，用于接收波束切换中的瞬态。对于Option 2/4，PRACH前导FFT窗口的这种放置是不可能的。

接收机中FFT窗口的定时偏移对应于PRACH OFDM符号的循环偏移。因此，通过PRACH前导检测器中频域匹配滤波器的循环移位来补偿FFT窗口的这些移位。因此，gNB中FFT窗口的时间偏移是特定于实现的，其中Option 1提供了Option 2/4中不可能实现的灵活性。

最小化同步信号的numerology的数量的原因是降低小区搜索复杂度，因为每个额外的numerology增加了UE的复杂度。

由于基站中的处理可以对数据和PRACH使用相同的FFT，因此对于PRACH前导传输使用与UL数据传输相同的子载波间隔具有明显的好处。对于数字波束赋形，每个天线需要一个FFT，见图6。因此，应避免PRACH和PUSCH之间不同尺寸的FFT，尤其是当天线数量较大时。此外，当使用相同的子载波间隔时，数据、控制和PRACH前导码之间不需要保护子载波。

另一个优点是，当PRACH前导传输与UL数据和控制相同时，从PRACH传输获得的定时精度将匹配UL控制和数据所需的定时精度。

在给定载波频率下，SCS的选择对整体链路预算的影响不大。一方面，对于相同的PRACH前导码资源分配，更高的间隔导致更宽的噪声带宽。另一方面，对于给定的SNR，更大的间隔可以提高检测性能，因为前导持续时间更短，并且需要更少的相干检测组。当比较潜在的子载波间隔候选时，例如在30ghz下的120和240khz，这两种效应在链路预算中近似地相互补偿。

当减少每个PRACH OFDM符号的长度时，PRACH接收机中每个时间单位的波束数增加。因此，更高的子载波间隔导致更快的波束扫描延迟。在15 kHz的子载波间隔内，在1毫秒的子帧内最多可以评估12个接收机波束。这与1.25 kHz的子载波间隔形成对比，其中一个PRACH OFDM符号为0.8 ms，因此在1毫秒的子帧内只能评估一个接收机波束。

然而，当增加子载波间隔时，可用前导序列的数量减少。这可以通过为不同的UE分配不同的时间和频率资源，以及通过改变序列设计来补偿。

表1给出了PRACH前置码支持的格式建议，其中列出了一组在6GHz以下使用的格式，以及另一组在6GHz以上使用的格式。

6GHz以下和6GHz以上的两组都具有相同的基本结构，只有子载波间距的变化被变量“n”参数化。在低于6 GHz的载波频率内，指定了子载波间距为15 kHz的六种格式（A0至A5），以及子载波间距为30 kHz的六种格式（B0至B5）。

图8给出了PBCH中配置的PRACH资源的示例。图中示出了几个SSB，每个SSB包含一个NR-PSS、一个NR-SSS和一个PBCH。可能，在SSB中还将包括NR-TSS（第三同步信号）。优选地，这些SSB以不同的波束从gNB发射。每个PBCH包含一个MIB，其中这些MIB被编号为MIB1、MIB2等。

在图8中gNB1的示例中，MIB1和MIB2都在相同的频率间隔内配置PRACH资源。这里，MIB1和MIB2可以指示不同的PRACH前导序列集。第二个频率间隔在MIB3中配置。第四个PBCH包含一个MIB4，与MIB1、MIB2和MIB3相比，它被分配给另一个时间间隔。

然后，可以通过以下参数的组合来识别PRACH前导索引：

Sequence

• 具有71个子载波的Zadoff-Chu序列的根序列介于1到70之间

• 根序列的循环移位。该循环移位应大于gNB激活小区中的最大RTT（往返时间）。

频率资源：描述PRACH信号位置的子带索引

• 对于每个PRACH前导分配1 MHz的10 MHz载波，0到9

子帧：表示PRACH前导的未来子帧的定时偏移

• 有两个不同的子帧

在上述示例中，PRACH前导码的总数等于70×10×2＝1400。这明显大于LTE中的838个PRACH根序列。LTE中的时间分配非常有限，不允许PRACH前导资源的时间间隔比每秒帧长。因此，在LTE中，可能的时间分配很少。此外，由于上行链路中的单载波，LTE中的频率分配受到限制。在LTE中，PRACH pramble优选地被放置在系统带宽的边缘，以避免频域调度限制。这与NR不同，NR将在上行链路中支持OFDM，从而简化频域调度，并允许将PRACH前导置于系统带宽内的任何位置。

图8给出了两个gNB的PRACH配置图。这里，两个gNB使用的是不重叠的时间/频率资源。未用于PRACH的资源可用于到给定gNB的其他UL传输。换句话说，在每个gNB，只有随机接入用于该gNB的资源需要从该gNB的UL授权中排除。如果两个gNB接近，则PUSCH传输将在PRACH前置码的接收中引入干扰。然而，PUSCH传输很可能不会产生PRACH检测，因为PUSCH与PRACH前导码的相关性较低。

假设每个UE解码至少一个PBCH，该PBCH包含一组PRACH前导码，UE从中选择要发送的一个。一种这样的配置可以是一个时间和频率资源以及一组PRACH前导序列。

例如，当UE在发送PRACH前导码之前进行LBT（Listen Before Talk）时，具有多个时间资源的配置在未经许可的频谱中是有益的。如果LBT在一个这样的时间分配中失败，则UE可以尝试另一个时间分配。

通过考虑LTE中使用的Zadoff Chu以外的其他序列，可以进一步增加PRACH的容量。