NR 同步信号详解
为了满足NR的要求，包括节能、各种numerology 和更高的载波频率，需要尽可能减少分配给周期和静态信号的资源，并在各个方面具有足够的灵活性。对于初始接入，由于无效或过时的系统信息或失步，必须在下行中为UE周期性地提供同步信号，以获得频域和时域中的下行同步，以便在相关系统或随机接入信息上进行后续解调。因此，同步信号对一个系统也重要。
在LTE中，选择Zadoff-Chu序列作为PSS序列是因为它具有优良的性能、DFT操作前后的恒定幅度、“ideal”循环自相关和低互相关。因此，在一些典型案例中重新使用Zadoff-Chu序列仍然是有意义的。
支持NR-PSS比LTE-PSS和具有一定持续时间的SS突发更宽的传输带宽。因此，作为增强方法，可以将LTE-PSS扩展到频域和时域。
在图1中，说明了在一个OFDM符号中使用4倍数量的LTE PSS PRB在频域中的重复，以使用15kHz numerology 法总共占用4.32MHz带宽。由于同步信号序列在每个子带（即1.08MHz）中重复，因此支持较小带宽的低成本终端将在仅接收同步信号的一部分的同时获得同步。
这个重复原则可以扩展到支持不同的numerology ：A）如果对不同的numerology 保持相同的SS带宽和持续时间，则可以缩放频域或时域中的重复次数。使用图1中的示例，60kHz numerology 可以在频域中使用一次重复（即无重复），在时域中使用4次（即4个OFDM符号），这可以促进持续时间内的波束扫描。B）另一种选择是为不同的numerology 保持相同数量的子载波。对于这个替代方案，SS波段将随着numerology 的缩放而缩放。例如，60kHznumerology 符号将占用17.28MHz带宽，在一个OFDM符号内的频域中重复4次。
一旦在NR中为SS传输保留了更宽的带宽，则作为图2中所示的另一种增强方法，也要延长ZC序列以占据整个频带，其中“278”的数目只是一个示例。值得注意的是，这种方法可以利用ZC序列的优点，如恒定的振幅和良好的自相关特性。如果使用更长的序列，则需要进一步优化保留资源元素中的确切根值和长度。
在该增强中，序列越长意味着目标序列上的检测成功率越高，因为互相关特性越低。另一方面，与其他恒定振幅方法相比，ZC序列可以获得更低的峰均比。为了支持不同的numerology ，如果使用与NR-PSS相同的长度/子载波，则将缩放带宽。
作为同步信号的基本功能，除了序列识别外，频率和时间同步的准确性也非常重要。接收机端的同步算法在后面起着重要作用。通常，基于接收机中的一些算法，如时域匹配滤波器和频率误差假设，从同步信号中获取循环前缀长度内的初始时间同步和粗略频率同步。
在NR中，对于可能的低成本终端，TRP和终端之间可能存在较大的频率误差，并且缺少来自频繁静态参考信号的跟踪，这将挑战终端中的同步算法复杂性。因此，选择作为同步信号的序列应考虑处理大频率误差时的检测复杂度。
如果使用Costas阵列作为NR-PSS序列，如图3所示，其中为NR-PSS保留的资源元素（RE）由给定OFDM符号内的Costas阵列确定。通过这种结构，可以以较低的复杂度获得频率和时间同步，并且没有明显的模糊性。
由于稀疏的RE分配，与其他RE相比，每个RE的功率将显著提高，大概有12.3dB的增益。然而高值是否会引入意外的带外发射。
图4中以一个OFDM符号说明了基于LTE PSS的增强PSS设计，即Zadoff–Chu序列，其中（a）是频域中的重复，（b）是加长序列。
为了对性能进行评估，这里使用了以下模拟设置：
载频4GHz
为NR-PSS分配288个子载波（即4.32 MHz），子载波间隔为15 kHz
具有100 ns时域缩放值的CDL-C信道，速度为3公里/小时
gNB和UE上分别有1个发射机天线和2个接收机天线
在评估中，选择ZC序列作为源信号，并且UE将扫描接收到的样本以从一组候选者中搜索序列，候选者的大小确定从NR-PSS支持多少ID。
图5显示了无频率误差的漏检率与SNR的关系，其中（a）分别为10ms周期性和（b）为20ms周期性。在模拟中，时域搜索窗口为40ms。对于重复情况，使用根为29的LTE R8的序列。为模拟中的加长案例选择的序列未针对较长的尺寸进行优化。此外，还假设搜索窗口中的重复项在匹配滤波器之前没有相干地组合。
结果表明，在相同的搜索窗口下，由于窗口中的序列资源较少，周期越大，漏检率越高，窗口中的重复次数越多，漏检率也越高。增强方案具有相似的性能，对于重复性和更长的尺寸，比原始方案获得约6db的增益。
为了进行公平比较，为所有方案保留的资源元素的数量必须相同，这意味着N次周期将在一个周期中有N次重复。结果如图5所示，其中比较了周期为10ms的短LTE PSS和周期为40ms的长增强PSS。
初始小区搜索是蜂窝通信系统中的一个基本属性，因此，如果没有它，网络的其余功能几乎没有用处。此外，很难预测不同类型的UE在未来将支持什么频带配置。因此，初始小区搜索功能必须能够在NR可部署的所有小区频带中以快速有效的方式执行，因此也可以在具有非常大带宽的10+GHz频带中执行以搜索UE。
初始小区搜索在与首选PLMN建立连接的过程中有几个目的：
将UE LO固定到网络频率，
在符号和子帧级别将UE固定到网络定时，
识别随机接入的其他特定于运营商的属性。
LTE同步信号的检测通常基于功率谱估计，见图6。这里，UE记录蜂窝频带段上的功率，通常在多个子帧上平均，以达到足够准确的功率谱估计。
根据搜索结果，使用与不同带宽的功率谱匹配的滤波器识别出一些候选同步频率。
在确定了候选同步频率之后，搜索更精细的频率网格以说明UE中的LO频率错误并查找PSS/SSS等。关于上述描述，NR与LTE相比有很大不同：
NR不提供LTE中的始终在线CRS信令。因此，记录功率谱将更加耗时，并且不够可靠。
NR将允许稀疏同步信令，需要比LTE更多的时间平均，以实现相同的结果。
更高的频带将需要使用开环精度更差的晶体，通常高达40ppm，而不是10ppm，因此需要更大的搜索网格来搜索候选同步位置。
与LTE的另一个区别是，LTE将跨越更宽的频带，最高可达数GHz。这反过来将允许每个蜂窝频带有更多的载波和频带内有更多的载波组合。此外，NR将从sub-GHz工作到100GHz，从而产生比LTE更多的蜂窝频带。
在LTE中，同步信号位于载波带宽的中心。如果没有功率谱估计，该位置是不可取的，因为在未知带宽的载波上搜索同步时，它不允许不同载波带宽的协同作用，见图8。图中的假设是UE已经识别出一个具有已知带宽（在当前搜索间隔的左侧）的LTE载波，并且即将尝试向具有未知带宽的（频谱）相邻LTE载波同步。对于图8（a）中的LTE情况，UE必须执行六次同步尝试以覆盖LTE中允许的六种可能的载波带宽。如图8所示，在所有可能的情况下，在所有的同步位置都可以检测到一个同步，或者在所有的同步位置都可以检测到一个同步。因此，在不知道载波带宽的情况下，位于中心的同步显然是不利的。
然而，也可能存在到边缘同步位置的优选方法。这部分取决于所讨论的蜂窝频带的属性，例如，共享该频带的载波的数量及其频带分配。使总体同步时间最小化的一个理想特性是宽带载波（假定为具有更多用户的载波）比窄带载波同步更快。假设采用顺序方法，这将转化为宽带载波分配在频谱的低端，而窄带载波位于频谱的高端。这还意味着高度不公平的同步过程严重依赖于蜂窝频带内的载波频带位置。这种详细的控制和不公平的程序当然既不可能，也不可取。通过允许灵活的同步位置，可以在不考虑蜂窝频带划分的情况下保持有效的同步方案。
允许灵活的同步位置以及较低的同步持续时间需要不同的同步方法。使用每个蜂窝频带的允许绝对同步位置的先验知识，即独立于载波带宽内的相对位置，是这样一种方法。通过仔细设计合适的位置，与更快的初始小区搜索和网络接入相比，额外开销方面的成本可以忽略不计，即使同步位置明显多于频带内的载波。
仿真结果表明，在为PSS保留相同数量的RE的情况下，它们可以在没有频率误差的情况下具有相似的性能。在模拟中，假设每个子载波的SNR，这导致SS的SNR值不同，因为两个备选方案的子载波数量不同。对于较短的周期性，即时域中的更多重复，与在频域中具有更多资源的较长周期性方案相比，LTE PSS可以在时域中获得一些分集。
