NR TTI 长度介绍

在LTE网络，TTI是长度是1 MS，在NR中，上下行可以有不同的TTI长度。

 下行数据信道TTI长度

为了减少数据包时延，提高用户感知吞吐量，数据信道的TTI长度起着关键作用。此外，假设TBS与TTI长度成线性比例，短TTI传输的覆盖与传统TTI传输的覆盖相似。因此，选择PDSCH的TTI长度主要是为了减少时延和提高用户感知吞吐量。在大多数情况下，在TTI缩短的情况下，当TTI长度小于7个OFDM符号（OS）时，增益更大。

对于2个符号的TTI和4个符号的TTI，需要引入PDCCH和新的下行DMRS。对于快速PDCCH解码和PDSCH解调，PDCCH应放置在TTI内的前一个或两个符号中。与2符号TTI相比，4符号TTI的一个优点在于HARQ-ACK反馈有效负载的量。由于4符号TTI在1ms持续时间内的s-TTI的数目小于2符号TTI，因此4符号TTI的HARQ-ACK有效负载大小也更小，这提高了HARQ-ACK覆盖。

上行数据信道TTI 长度

由于PUSCH TBS可以根据上行信道状态进行调整，因此可以假设sPUSCH传输的覆盖与传统TTI的覆盖相同。类似地，sPUSCH的TTI长度应该基于延迟和用户感知的吞吐量来选择。

与下行TTI持续时间类似，从延迟和用户感知吞吐量的角度来看，用于sPUSCH的2符号TTI和4符号TTI是优选的。然而，为了保持上行单载波特性，至少对于具有2符号TTI的sPUSCH，需要考虑降低上行DMRS开销的方法。一种可能性是上行DMRS在多个TTI中传输的sPUSCH之间共享。考虑到上行DMRS开销减少的可能性，它可以很容易地支持2符号和4符号sPUSCH。

PUCCH TTI长度

为了获得最低的时延，应该支持2符号sPUCCH。当sPUCCH保持上行单载波特性时，在2符号sPUCCH内很难支持跳频。注意，覆盖是上行控制信道的重要考虑因素。因此，有必要支持sTTI持续时间大于2个符号的sPUCCH，例如4个符号sPUCCH。使用4符号sPUCCH，可以支持跳频，从而提高sPUCCH覆盖范围。此外，由于与2符号TTI相比，4符号TTI具有更高的传输功率，sPUCCH覆盖被进一步改进。

1ms TTI和短TTI的多路复用

参数“scptm-ParallelReception-r13”定义了支持SC-PTM的UE是否能够支持与G-RNTI/SC-RNTI相关联的DL-SCH传输块和与C-RNTI/SPS C-RNTI相关联的DL-SCH传输块的并行接收，以及与中的G-RNTI/SC-RNTI相关联的多个DL-SCH传输块的并行接收相同的子帧。因此，对于支持并行接收SC-PTM和单播PDSCH的UE，应该支持接收遗留TTI SC-PTM和短TTI单播PDSCH，否则不支持。

在现有规范中，UE不支持一个载波上的多个单播PDSCH。如在SC-PTM中所讨论的，是否支持同时接收能力取决于UE能力。对于诸如具有CA能力的UE之类的某些UE来说，在一个载波上同时接收传统TTI单播PDSCH和短TTI单播PDSCH是可行的，需要额外的标准化和实现工作，但是期望所有UE能够支持同时接收可能是不可行的。

另外，如果UE支持CA，则传统TTI单播PDSCH和短TTI单播PDSCH都可以调度在不同的载波上。然后可以同时支持关键服务和非关键服务。

 

为了提供gNB的灵活性，可以考虑可变的TTI长度。gNB可以根据覆盖率、服务类型、网络拓扑结构和UE位置等自适应地配置TTI长度，但是为了避免实现过于复杂，切换至少应在子帧级。TTI长度可以通过小区特定或UE特定的物理信号来表示。如果支持两级DCI，则第一级DCI可以发出TTI长度信号。

短TTI不适合带宽较小的系统。与现有的1ms TTI相比，TTI越短，显示性能增益所需的带宽就越大。例如，如果系统带宽为6RB，一个CCE占用36RE，则CCE聚合级别为1/2/4/8的PDCCH对应于0.5ms TTI中所有RE的7%/14%/29%/57%。对于小于0.5ms的TTI，PDCCH的RE占用率可以更大。此外，如果支持1ms TTI和short TTI之间的频率复用，则当系统带宽为6RB时，预计short TTI可用的RB少于6RB，则PDCCH的占用百分比将更大。

考虑到较大的PDCCH开销和较小的TB以及较低的编码增益，因此可能没有性能增益，甚至短TTI会有负增益。

子帧内TTI索引

为了方便地描述HARQ  timing或调度timing，需要修改子帧结构。一个子帧可以包括多个TTI，并且应该定义子帧内的TTI索引。如图1所示。

考虑到向后兼容性，传统的下行控制区域总是存在的，它由可用的CCE组成，并放置在第一个、两个或三个符号中。为了减少控制开销，在子帧的第一个N（例如2，4）符号内，可以在传统下行控制区域中监视基于CRS的PDCCH，这意味着基于CRS的PDCCH可以由可用CCE的几个传统CCE组成。由于可以配置1、2或3个PDCCH符号，因此给出了三种可能的情况：

1. 如图2（a）所示，在传统DL控制区域中，基于CRS的PDCCH用于在TTI0中调度UE2的PDSCH。

2. 如图2（b）所示，在原有DL控制区域中，基于CRS的PDCCH用于在TTI1中调度UE2的PDSCH。

3. 如图2（c）所示，在原有DL控制区域中，基于CRS的PDCCH用于在TTI1中调度UE2的PDSCH。

自配置PDCCH区

这意味着PDCCH始终包含在其计划的PDSCH中。如图3所示，无论PDCCH是本地化的还是分布式的，PDCCH总是包含在其调度PDSCH中。

如果没有PDSCH，但是需要传输UL Grant，那么一些DL资源可能是空的，如图2所示。因此，如果资源浪费被证明是明显的，那么如何在没有PDSCH的情况下进行UL Grant还有待进一步研究。

如果不考虑UL-Grant，就不会有资源浪费，因为在没有PDSCH调度的情况下，没有为PDCCH保留任何资源。因此，至少对于4（3）符号TTI和2符号TTI可以考虑自配置PDCCH。

共享PDCCH区域

这意味着PDCCH区域由一组与传统PDCCH区域相同的UE共享。用于PDCCH区域的频率资源可以由gNB配置。考虑到向后兼容性，PDCCH区域不应该占用为1ms TTI保留的PRB。如图4所示，对于不同的TTI长度，可以为PDCCH区域配置不同的频率资源。

与传统PDCCH类似，短PDCCH由一定数量的CCE聚合。在CCE大小上，有两种选择：

①CCE由3个REG组成，其中一个REG由时域中的1个符号和频域中的12个连续子载波组成。

这3个REG可以是本地化的或分布式的，可以由gNB配置。例如，对于聚合级别1或2，可以配置本地化CCE以实现频率选择性调度增益；对于聚合级别4或8，可以配置分布式CCE以实现频率分集增益。

DL DMRS或CRS的RE可能包括在这3个REG中，CCE的有效RE的数目可能小于36 RE。由于在PDCCH上承载的DCI的有效负载大小小于在传统PDCCH上承载的DCI的有效负载大小，因此具有较少RE的CCE将不是问题。

②CCE由36个无CRS或DMRS的RE组成

与传统的PDCCH类似，CCE仍然由36个RE组成。PDCCH RE可以放置在CRS或DMRS附近，通过更好的信道估计可以进一步提高PDCCH的译码性能。如图5所示，PDCCH的RE与CRS相邻。

PDCCH盲解

为了减少PDCCH处理时间，每个TTI中的PDCCH盲解应尽可能低。另外，为了避免额外的UE能力需求，最好保持子帧中的最大PDCCH盲解与之前几乎相同。例如，对于不支持UL传输mode2的UE，一个载波的子帧内传统PDCCH UE和NR PDCCH UE的最大盲解的总数不超过32，对于支持UL传输mode2的UE，最大盲解的总数不超过48。

最大PDCCH  BD（blind decode）应分布在子帧的所有TTI中。假设UESS的最大BD为32，给出了一些示例：

•对于2符号TTI长度，由于子帧中最多有7个TTI，因此每个TTI中的最大BD可以是4或5。

•对于3或4符号TTI长度，由于子帧中有4个TTI，因此每个TTI中的最大BD可以是8。

如果采用两级DCI，则在慢DCI中可以用信号通知一些PDCCH配置信息，如聚合级别（AL：aggregation leve）和PDCCH搜索空间的位置。假设UE不知道携带慢DCI的PDCCH的AL，因此UE需要对所有可能的AL进行盲解。表1给出了PDCCH UESS的最大BD示例。根据表1，一个子帧中的PDCCH BD的总数是20，这意味着两级DCI有利于减少PDCCH BD。