制约开关电源频率提升的局限是什么?
制约开关电源频率提升的局限是什么（一） 概述
写在前面
在开关电源这个行业干了十年了，做过的、熟悉的、了解的东西还比较多。这篇文章的内容其实断断续续写了很久，试着从多个角度宽泛而不深入的写一下开关电源工作频率受到的限制。结论性的内容更多，论据较少，更适合电源行业的从业者阅读。分了几点来谈，但是内容有所交叉，但愿读完之后不会感觉很混乱。
为什么要做高频开关电源
这里讨论的电源其实是电源转换电路。在开关电源蓬勃发展之前是工频电源的时代，较低的频率需要更大尺寸的变压器和电感、电容等储能元件。这导致电源的体积较大，转换效率也不高。
有了开关电源之后，电源本身变得更复杂了，但是能够将变压器的工作频率显著提高，也就显著的降低了其体积和成本。这是开关电源的优势。
而在实际的电源产品开发中，产品要做成什么样的体积和成本，取决于如何定义这个产品，是个需求问题，不是个设计问题。同时，产品技术方案（包括工作频率）的选择很大程度上还受研发团队技术实力、过往经验、个人偏好的影响，涉及到研发项目的风险——而如何控制风险，又是个管理问题。
在这里，我只能把这些话题都抛开，单纯的从技术角度简单说一下电源开关频率提高频率的动机是什么——工程师选择更高开关频率，通常是为了降低体积。
开关电源中的磁原件体积占比很大，而磁原件的体积与开关频率直接相关。在开关电源磁性元件的设计中，常使用AP（Area Product面积乘积）法来选择磁芯尺寸，即根据预设的工作条件计算出磁芯有效截面积和窗口面积的乘积：
式中P为功率，k为综合系数（来自多个系数的合并），B为最大工作磁通密度，f为工作频率，J为磁元件绕组的电流密度。由公式可知，所需的磁元件的AP与频率成反比，显然随工作频率上升，对磁芯体积的需求是下降的。
显然，提高开关频率有助于降低开关电源磁元件的体积。 类似的，随着开关频率的提高，开关电源中对电容的容量需求也是下降的。
随着变压器电感体积的下降和电容容值的下降，这些元件的成本也随之下降。那么，一定程度上提高开关频率，带来的另一个收益是成本的下降。
现在的开关电源频率有多高
现在能在VRM、POL等几类量产产品中看到工作频率百kHz甚至1MHz以上的实例。比如有兴趣可以到行业知名公司Vicor的网站上看一下他家的系列产品，包括IBC、PRM、VTM的几个产品系列都已经达到MHz的水平。
而中高压、大功率开关电源中工作频率还是在几十kHz这个水平，几十到几百kHz是常见的开关电源频率。比如目前常见的手机充电器（适配器），包括手机的无线充电座，基本上频率都在100kHz左右；一些中小型逆变电源，开关频率会在20kHz左右或更低。
很多百kW、MW级的电源（如感应加热）在使用SCR和IGBT，开关频率可能在10kHZ以下。
从kHz到MHz基本已涵盖了常见开关电源的频率。
开关电源频率的限制条件之拓扑
开关电源中存在以其开关频率不断切换导通与截止状态的功率器件。受物理特性的限制，这些器件在导通与截止的切换过程无法立即完成，而是需要一个过渡时间。这个过渡时间导致了开关损耗。
功率半导体的开关损耗是开关电源工作频率提高的一大障碍。在开关电源的拓扑上，通过选择软开关的拓扑来降低开关损耗。
开关损耗是因为功率半导体元件在导通与截止的切换过程中，存在电压、电流都比较大的一个过渡阶段，这个过渡时间内电压与电流的乘积较大，即损耗功率较大。通过让功率半导体元件在低电压或低电流时经历这个过渡阶段，就可以显著降低其开关损耗，这就是软开关技术……
原文链接：https://www.dianyuan.com/eestar/article-696.html
制约开关电源频率提升的局限是什么（二）功率半导体
写在前面
上一节内容写到了高频开关电源的拓扑，这一节主要写开关电源中的功率半导体元件（可控硅、三极管、IGBT、MOSFET等）。
各种功率半导体开关的局限
常规的各种电源变换拓扑都依赖功率半导体元件做功率开关，来实现电能变换。下面分别写写现在主流的、以及可能成为主流的功率半导体元件的特点和局限。
首先要说的是晶闸管。相对来说，在各种分立功率半导体元件中，晶闸管的成本、容量大。并联谐振的中频感应加热电炉是其典型的大功率应用之一，整流、逆变部分都可能会使用晶闸管，能做到兆瓦级的功率。而晶闸管的主要缺点，一是开关速度太慢，开关状态切换的过渡时间甚至会达到us级，限制了应用的开关频率难以超过10kHz；二是普通可控硅无法主动关断，限制了其应用的拓扑。
开关速度好一点的是双极型三极管。三极管的开关速度显著改善，并且可以主动关断，在电源中用作功率开关比可控硅要方便。但是因为其电流增益受限，三极管如果想做大的电流容量的是很难的——有兴趣的读者可以搜一下，集电极电流较大的三极管要么是达林顿结构，要么电流增益只有20。当前以三极管做为开关元件的电源，一般功率较小，比如低端荧光灯的电子镇流器。在电源中，三极管开关频率可以达到20kHz。
开关性能更进一步的是IGBT。与三极管同样是双极型器件，但IGBT是电压型驱动，不再有三极管增益不足的问题，其电流容量显著增大。众所周知，IGBT的关断过程有明显的电流拖尾——IGBT开关速度还是不太够，开关频率限制在100kHz以内。
MOSFET作为单极型器件，开关速度显著改善。基于Si材料MOSFET的开关电源，工作频率已经可以到MHz级别，但是Si MOSFET容量有限，难以做到较高的阻断电压。另外Si MOSFET的寄生体二极管的反向恢复特性差，因而在部分拓扑中不可用。Si MOSFET的潜力在经过超级结技术的压榨后，似乎已经开始接近极限。
SiC MOSFET最近几年发展的很好。SiC是一种宽禁带半导体，基于SiC的MOSFET开关速度进一步改善，同时提高了MOSFET的容量，阻断电压可以轻松达到1200V。SiC MOSFET的体二极管的反向恢复特性也有显著的改善，极大扩展了其应用场景……
原文链接：https://www.dianyuan.com/eestar/article-697.html
制约开关电源频率提升的局限是什么（三） 无源元件与噪声抑制
高频开关电源中的磁性元件
读过前面文章的读者应该有印象，在系列文章的前言中提到了开关电源设计时会采用AP法来选择磁性元件的磁芯尺寸，并借以说明随工作频率的上升，磁芯体积会随之下降。实际上，这个结论十分粗糙。
根据AP法的计算公式：
磁芯尺寸当然与其工作的磁通密度有反比关系。但是，根据Steinmetz公式，磁芯的损耗与其工作频率的幂有正比关系，随着工作频率的升高，磁芯的损耗也会显著上升：
举例来说，下图是某高频锰锌铁氧体的损耗图：
可见磁芯损耗随频率的上升显著增加。那么，在特定的散热条件下，随工作频率的上升，最大磁通密度要有所下降，以优化电源效率、满足特定的散热能力要求。这导致在实际的高频电源产品中，磁芯体积并没有预期的那么小。比如下图，是三个1/4砖电源模块，功率从上到下分别是800W、650W、900W，工作频率分别为1MHz、160kHz、180kHz。这三个输出功率接近、工作频率相差超过5倍的同类产品，变压器尺寸却相差不大：
同时，随着工作频率的提高，磁性元件绕组中的寄生效应（集肤效应、邻近效应等）对损耗的影响也显著增大。上图中工作于1MHz的电源产品使用了平面变压器，通过精细化的PCB绕组设计以改善磁元件损耗——如果使用常规的变压器绕制工艺，性能应该会大打折扣。
可见，磁芯材料的高频损耗性能不佳，是电源工作于更高频率的一个限制。
另外，随着开关频率的提高，软磁铁氧体材料的磁导率也会下降。再加上磁元件绕组的寄生电容的影响，使得电感元件在更高频率下的阻抗下降。比如下图，从上到下是某成品电源滤波器的外观图、原理图和插损曲线。
插损曲线中的实线是共模插损，虚线是差模插损。可见差模曲线在4MHz以上开始下降，共模插损也在20MHz左右达到最大。而对高频开关电源来说，随着工作频率的提高，工作频率的倍频噪声的频率也会随之推高。这时，如果以电感为关键元件之一的电源滤波器无法在噪声对应的频段提供足够的插入损耗，也会影响电源设计的实用性……
原文链接：https://www.dianyuan.com/eestar/article-698.html
制约开关电源频率提升的局限是什么（四） 电源控制、动态特性与异常保护
高频开关电源控制电路的时间精度
除了功率元件和拓扑，控制电路也是开关电源的重要组成部分。电源工作频率提高，即意味着电源控制部分对时间的控制精度也要提高——PWM类拓扑要更精确的控制占空比宽度，调频类拓扑要更精确的控制频率，才能保证电源能够稳定的工作。
按当前电源控制电路的发展现状，较少见用分离元件或通用MCU进行电源控制，而且用分离元件或通用MCU也很难做出高频率的控制电路。所以这里只讨论专用模拟IC和专用DSC在频率提高时可能遇到的问题。
对PWM类的模拟电源控制芯片，无论是电流型控制还是电压型控制，基本原理就是每周期用一个固定斜率或可调斜率的振荡电压与受环路控制的反馈电压同时送入一个模拟比较器，比较两个电压的大小来调制脉冲宽度；对LLC等调频的IC，基本原理的调试方式也是类似的。
当我们观察一个工作频率只有100kHz的模拟电源芯片的稳定工作状态，是能看到可达百百纳秒级的占空比宽度或工作频率的波动（这里不是指为改善EMC而刻意做的抖频）。至于抖动的原因，一是环路确实需要通过对占空比或工作频率的调节来稳定电源的输出电压，二是来自电源工作所处的复杂环境中各种来源的噪声。
当工作频率较低时，这个数百纳秒的占空比（频率）波动对输出电压的影响基本是可以忽略的，频率高的时候就会影响电源的稳定工作：200ns*100kHz=2%，200ns*500kHz=10%。这个问题只能改善，是无法彻底解决的。而开关电源中的电磁环境又极其复杂，模拟电源IC在试图提高工作频率时，应该会在这方面有一些的挑战。
对电源专用的数字控制器，目前市场上可以见到的有两种：ARM内核+CLA+PWM外设，和DSP内核+PWM外设。无论哪一种，对占空比（频率）的控制精度都取决于PWM外设的时钟。
对第一种ARM内核的芯片，PWM外设使用独立的时钟，目前有250MHz的量产型号，PWM外设的基本时间分辨精度（可以认为是占空比或工作周期的最小调节步进）是4ns；对第二种DSP内核，PWM外设的时钟与CPU时钟一致，目前有几十MHz到几百MHz的量产型号，基本的时间分辨率约几ns到20ns。在工作频率几十到几百kHz时，这样的时间控制精度是足够的，但是在工作频率提高到接近或超过1MHz时，这样的时间分辨精度就略显不足。
实际无论哪一种PWM外设，芯片厂家还会有一些特殊的提高PWM外设时间控制精度的方法，会将时间控制精度提高到200ps左右。例如某工作于1MHz的电源产品使用了TI的UCD3138，其输出PWM的最小分辨率为250ps：
进一步将数字电源控制芯片的时间控制精度提高一定会遇到一些困难。而且，芯片内部的结构会令高精度PWM的配置有不少的限制（例如TI的C2000系列DSP的相关功能必须要进行校准）。对高频开关电源的设计，这显然是一个明显的挑战：数字电源芯片的时间控制精度有限。
高频开关电源控制电路的动态性能
众所周知，随着电源工作频率的提高，电源设计所使用的电感、电容可以变小。而电感、电容减小，可能会导致两方面的问题：电源动态特性变差，和对电源保护功能的要求提高……
原文链接：https://www.dianyuan.com/eestar/article-699.html
制约开关电源频率提升的局限是什么（五）高频电源实例之V公司IBC
这篇选了一个高频开关电源实例做一下简单的介绍——V公司的IBC。
IBC全称 Intermediate Bus Converter 。这个产品的其实是个开环的隔离电源，设计用于把48V的母线电压按5:1或4:1的比例做隔离变换为12V的低压母线，可以想象主要的目标市场之一是通讯类应用。
IBC的系列产品在1/4标准砖的尺寸下可以达到850W的输出功率，1/8标准砖可以达到500W，功率密度极高。这当然得益于其优秀的设计，但是其高达1MHz的工作频率对提升功率密度帮助甚大。
这个产品使用的方案是V公司专利的SAC™（Sine Amplitude Converter™ ），即正弦振幅转换器，实际上就是一个特殊设计的LLC拓扑，特点是具有限定的谐振参数Q值。IBC通过使用LLC谐振拓扑实现了功率半导体开关的零电压开通，通过限定的Q值设计降低了的功率半导体开关关断电流，显著降低了开关损耗。下图是某个IBC产品的效率曲线，可见在1MHz的工作频率和极高的功率密度下，仍然实现了最高达98%的转换效率：
虽然工作频率高达1MHz，但是IBC产品使用的功率半导体元件仅仅是Si MOSFET，并没有使用新型的宽禁带材料半导体元件。对48V的额定输入电压，其原边功率管使用了80V耐压的POWERPAK 3*3的贴片MOSFET。这个封装的MOSFET具有较小的引线寄生电感，使得IBC的工作频率得以推高到1MHz。
IBC使用了陶瓷电容作为LLC的谐振电容和板上的输入、输出滤波电容，在这个工作频率和体积要求下适用的也只有陶瓷电容；使用高频优化的锰锌铁氧体作为各个磁芯元件的磁芯材料。对1MHz的工作频率，锰锌铁氧体仍然是最有竞争力的磁性材料。
从上面的图中可以分辨出主要的磁性元件位置。以1/4砖为例，最大的磁性元件当然是主功率变压器，其磁芯端面形状十分少见。磁芯为UU型对扣，绕线柱为椭圆形。作为LLC拓扑的主变压器，是需要控制其励磁电感的感量的。对UU型磁芯的主变压器的励磁电感控制，IBC产品的解决方案是使用了混入玻璃珠的特殊的磁芯粘结剂。通过控制磁芯粘结剂中混入的玻璃珠的直径，使得粘接磁芯时获得特定的气息，进而控制了变压器的励磁电感感量。
1/4砖IBC中靠近板边对称放置的是LLC的谐振电感，中间放置的是用于驱动拓扑原边MOSFET的驱动变压器。对1MHz的开关频率，MOSFET的驱动损耗已经会对电源转换效率产生明显影响。IBC产品使用了专利的变压器驱动方案，通过特殊设计的变压器，令电荷在不同的MOSFET的栅极之间谐振，实现了极低的驱动电路损耗……
原文链接：https://www.dianyuan.com/eestar/article-700.html
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